电力变换装置具备:对来自分散电源的输入电压(Vi)进行升压的升压斩波电路(2);将升压斩波电路(2)的输出电压(Vd)变换为交流的逆变电路(3);用于控制输出电压(Vd)的第1控制电路(电压检测器(PT)、误差运算器(21)、输出电压控制器(22));用于控制斩波输入电流(Ii)的第2控制电路(电流检测器(DCT)、误差运算器(31)、输入电流控制器(32)、PWM比较器(33))。第1控制电路按照输出电压(Vd)成为输出电压目标值(Vr)的方式来生成电流目标值(Ir)。第2控制电路按照斩波输入电流(Ii)成为电流目标值(Ir)的方式来控制升压斩波电路(2)。第1控制电路具有除去包含在输出电压Vd中的脉动分量的低通滤波器(23a)。
1.一种电力变换装置,具有将来自直流电源的输入电压升压或降压的直流-直流变换电路、和将所述直流-直流变换电路的输出电压变换为交流的直流-交流变换电路,该直流-直流变换电路具有电感器和开关元件,所述电力变换装置的特征在于,具备:第1控制电路,其用于控制所述输出电压;和第2控制电路,其用于控制输入到所述直流-直流变换电路的输入电流,所述第1控制电路具有用于除去包含在所述输出电压中的脉动分量的脉动除去电路,按照使所述输出电压成为所述输出电压的目标值即电压目标值的方式来生成所述直流电源的最大功率点跟踪控制中利用的所述输入电流的目标值即电流目标值,所述第2控制电路按照使所述输入电流成为由所述第1控制电路生成的所述电流目标值的方式来控制所述直流-直流变换电路。
2.一种电力变换装置,具有调整来自分散电源的输入电压或者调整向所述分散电源的输入电压的直流-直流变换电路、和将电压从直流变换为交流或将电压从交流变换为直流的直流-交流变换电路,该直流-直流变换电路具有电感器和开关元件,所述电力变换装置的特征在于,具备:第1控制电路,其用于控制从所述直流-交流变换电路输出的输出电压;和第2控制电路,其用于控制输入到所述直流-直流变换电路的输入电流,所述第1控制电路具有用于除去包含在所述输出电压中的脉动分量的脉动除去电路,按照使所述输出电压成为所述输出电压的目标值即电压目标值的方式来生成所述直流电源的最大功率点跟踪控制中利用的所述输入电流的目标值即电流目标值,所述第2控制电路按照使所述输入电流成为由所述第1控制电路生成的所述电流目标值的方式来控制所述直流-直流变换电路。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置,其特征在于,所述第1控制电路具有:电压检测器,其检测所述输出电压;误差运算器,其生成表示所检测出的所述输出电压和所述电压目标值之间的误差的误差信号;和控制器,其根据所述误差信号来生成所述电流目标值,所述脉动除去电路设于所述控制器的输入侧或输出侧、或者所述电压检测器和所述误差运算器之间。
4.根据权利要求1或2所述的电力变换装置,其特征在于,所述第1控制电路具有:电压检测器,其检测所述输出电压;误差运算器,其生成表示所检测出的所述输出电压和所述电压目标值之间的误差的误差信号;和控制器,其根据所述误差信号来生成所述电流目标值,所述电压检测器具有所述脉动除去电路。
5.根据权利要求2所述的电力变换装置,其特征在于,所述电力变换装置还具备跟踪控制电路,该跟踪控制电路根据所述输入电流和所述输入电压来进行使所述分散电源在最合适动作点动作的最合适功率点跟踪控制。
6.根据权利要求2所述的电力变换装置,其特征在于,所述分散电源是太阳能电池、燃料电池或蓄电池。
7.一种电力并网装置,其特征在于,具备权利要求2所述的电力变换装置,所述电力变换装置构成为能使所述分散电源与配电系统互联。
8.一种电力并网系统,其特征在于,具备分散电源和权利要求1所述电力变换装置,所述电力变换装置构成为能使所述分散电源与配电系统互联。技术领域
本发明涉及在将来自太阳能电池或燃料电池等的分散电源的电压经过升压或降压后变换为交流的电力变换装置、电力并网(GRIDxa0connection)装置以及电力并网系统。
背景技术
现有技术中,这种电力变换装置具有:对来自分散电源的电压进行升压或降压的直流-直流变换电路、将直流-直流变换电路的输出电压变换为交流的直流-交流变换电路、和按照将直流-交流变换电路的输出电压保持为电压目标值的方式来控制直流-直流变换电路的控制电路。这种电力变换装置由于一般输出交流电流,因此,在电力变换装置的输入电流和电感器输入电流(下面仅称作“输入电流”)中流过具有电力变换装置所输出的交流电流的2倍频率的较大的脉动电流。因此,存在直流-直流变换电路的电感器以及开关元件的负担和损失增大的问题。因此,在控制电路中,提出了一种电力变换装置(参照专利文献1),提取包含在直流-直流变换电路的输入电流中的脉动分量,使用提取出的脉动分量来补正直流-直流变换电路的控制输入。具体地,在专利文献1中所记载的电力变换装置中,控制电路生成表示直流-直流变换电路的输出电压和电压目标值的误差的第1误差信号,根据表示该第1误差信号和上述提取出的脉动分量的误差的第2误差信号来补正直流-直流变换电路的输出电压控制电路的输入。专利文献1中所记载的电力变换装置构成为通过上述提取出的脉动分量来抵消包含在第1误差信号中的脉动分量,但为了完全抵消包含在第1误差信号中的脉动分量,包含在第1误差信号中的脉动分量和上述提取出的脉动分量的各个相位和振幅需要严密吻合,实际中是困难的。其结果,在专利文献1所记载的电力变换装置中,不能充分地抑制包含在直流-直流变换电路的输入电流中的脉动分量,不能充分削减直流-直流变换电路中的器件的负担和损失,因此不能谋求电力变换装置整体的高效率化、小型化以及低成本化。先行技术文献专利文献专利文献1:JP特开昭61-30960号公报
发明内容
发明的概要第1特征所涉及的电力变换装置具有将来自直流电源(例如太阳能电池1)的输入电压(输入电压Vi)升压或降压的直流-直流变换电路(例如升压斩波电路2)、和将所述直流-直流变换电路的输出电压(输出电压Vd)变换为交流的直流-交流变换电路(逆变电路3)。电力变换装置具备用于控制所述输出电压的第1控制电路(电压检测器PT或PT′、误差运算器21、低通滤波器23a、低通滤波器23b、低通滤波器23c、输出电压控制器22);用于控制所述直流-直流变换电路的输入电流(斩波输入电流Ii或电感器输入电流IL)的第2控制电路(电流检测器DCT、误差运算器31、输入电流控制器32、PWM比较器33)。所述第1控制电路按照使所述输出电压成为所述输出电压的目标值即电压目标值(输出电压目标值Vr)的方式来生成所述输入电流的目标值即电流目标值(电流目标值Ir)。所述第2控制电路按照使所述输入电流成为由所述第1控制电路生成的所述电流目标值的方式来控制所述直流-直流变换电路。所述第1控制电路具备除去包含在所述输出电压中的脉动分量的脉动除去电路(例如,低通滤波器23a、低通滤波器23b、低通滤波器23c或低通滤波器23d)。第2特征所涉及的电力变换装置具有调整来自分散电源(例如太阳能电池1)的输入电压(输入电压Vi)或者调整向所述分散电源的输入电压的直流-直流变换电路(例如升压斩波电路2)、和将电压从直流变换为交流或将电压从交流变换为直流的直流-交流变换电路(逆变电路3)。电力变换装置具备用于控制从所述直流-交流变换电路输出的输出电压的第1控制电路(电压检测器PT或PT′、误差运算器21、低通滤波器23a、低通滤波器23b、低通滤波器23c、输出电压控制器22);和用于控制输入到所述直流-直流变换电路的输入电流(斩波输入电流Ii或电感器电流IL)的第2控制电路(电流检测器DCT、误差运算器31、输入电流控制器32、PWM比较器33)。所述第1控制电路按照使所述输出电压成为所述输出电压的目标值即电压目标值(输出电压目标值Vr)的方式来生成所述输入电流的目标值即电流目标值(电流目标值Ir)。所述第2控制电路按照使所述输入电流成为由所述第1控制电路生成的所述电流目标值的方式来控制所述直流-直流变换电路。所述第1控制电路具备除去包含在所述输出电压中的脉动分量的脉动除去电路(例如,低通滤波器23a、低通滤波器23b、低通滤波器23c或低通滤波器23d)。根据第1特征或第2特征,通过将第1控制电路的输出设为第2控制电路的目标值(电流目标值)的级联控制,能一起进行直流-直流变换电路的输入电流以及输出电流的各自的控制。在此,由于第1控制电路具有除去包含在直流-直流变换电路的输出电压中的脉动分量的脉动除去电路,因此,第2控制电路的目标值(电流目标值)成为几乎不含脉动分量的直流电平。通过根据这样的直流电平来由第2控制电路控制直流-直流变换电路,作为控制对象的输入电流也成为几乎不含脉动分量的直流电平。由此,包含在直流-直流变换电路的输入电流中的脉动分量几乎完全被抑制,输入电流的峰值被充分抑制,从而能充分削减直流-直流变换电路中的器件的负担和损失。因此,根据本发明的特征所涉及的电力变换装置,能谋求电力变换装置整体的高效率化、小型化以及低成本化。在第1特征或第2特征的基础上,所述第1控制电路具有:检测所述输出电压的电压检测器(电压检测器PT);生成表示所检测出的所述输出电压和所述电压目标值之间的误差的误差信号的误差运算器(误差运算器21);和根据所述误差信号来生成所述电流目标值的控制器(输出电压控制器22)。所述脉动除去电路设于所述控制器的输入侧或输出侧、或者所述电压检测器和所述误差运算器之间。根据相关特征,由于能进行脉动除去电路的脉动除去处理来作为数字信号处理,因此特别适于软件的处理。在第1特征或第2特征的基础上,所述第1控制电路具有:检测所述输出电压的电压检测器(电压检测器PT);生成表示所检测出的所述输出电压和所述电压目标值之间的误差的误差信号的误差运算器(误差运算器21);和根据所述误差信号来生成所述电流目标值的控制器(输出电压控制器22)。所述电压检测器具有所述脉动除去电路。根据相关特征,由于用于检测直流-直流变换电路的输出电压的电压检测器具有脉动除去电路,因此不需要另外再设置脉动除去电路。另外,由于能将脉动除去电路设于电压检测器内,因此特别适于硬件性的处理。在第1特征或第2特征的基础上,电力变换装置还具备根据所述输入电流和所述输入电压来进行使所述分散电源在最合适动作点动作的最合适功率点跟踪控制的跟踪控制电路(MPPT控制电路130)。根据相关的特征,由于根据由第1特征所涉及的电力变换装置完全抑制了脉动分量的输入电流来进行分散电源的跟踪控制,因此能提高跟踪控制的精度和响应性、稳定性。在第1特征或第2特征中,所述分散电源是太阳能电池、燃料电池或蓄电池。第3特征所涉及的电力并网装置具备第1特征或第2特征所涉及的电力变换装置。所述电力变换装置构成为能使所述分散电源与配电系统(配电系统10)互联。根据相关的特征,由于能使用可谋求高效率化、小型化以及低成本化的电力变换装置来构成电力并网装置,因此能对电力并网装置整体的高效率化、小型化以及低成本化作出贡献。第4特征所涉及的电力并网系统的特征在于具备分散电源、和第1特征或第2特征涉及的电力变换装置,所述电力变换装置构成为能使所述分散电源与配电系统(配电系统10)互联。根据相关的特征,由于能使用可谋求高效率化、小型化以及低成本化的电力变换装置来构成电力并网系统,因此能对电力并网装置整体的高效率化、小型化以及低成本化作出贡献。
附图说明
图1是包含第1实施方式所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图2是用于说明第1实施方式所涉及的电力并网装置的动作的波形图。图3是包含第1实施方式的变形例1所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图4是包含第1实施方式的变形例2所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图5是包含第2实施方式所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图6是第2实施方式所涉及的电压检测器的电路构成图。图7是第3实施方式所涉及的电压检测器的电路构成图。图8是表示包含第4实施方式所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图9是用于说明第4实施方式所涉及的MPPT控制的图。图10是包含第5实施方式的变形例2所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。图11是包含第6实施方式的变形例2所涉及的电力并网装置的电力并网系统的构成图。
具体实施方式
接下来,参照附图来说明本发明的第1实施方式~第4实施方式以及其它的实施方式。在下面的实施方式的附图的记载中,对于相同或类似的部分赋予相同或类似的符号。[第1实施方式]下面,关于第1实施方式所涉及的电力并网装置,按照(1)概略构成、(2)主电路、(3)控制构件、(4)作用、效果的顺序来进行说明。(1)概略构成图1是表示包含第1实施方式所涉及的电力并网装置100A的电力并网系统的构成图。图1所示的电力并网系统具有太阳能电池1、电力并网装置100A以及配电系统。太阳能电池1是通过与照射的太阳光相应的发电来输出直流功率的分散型的分散电源。电力并网系统100A将来自太阳能电池1的直流电流变换为商用频率(例如50或60Hz)的交流电。在电力并网系统100A和配电系统10之间,连接有设置在用户的负载(未图示)。电力并网装置100A进行从电力并网装置100A以及配电系统10的两者向负载提供交流电的互联运转。电力并网装置100A具有:主电路100A、和用于控制主电路100A的控制构件120A。在本实施方式中,主电路110A以及控制构件120A构成电力变换装置。主电路110A具有:升压斩波电路2、逆变电路3以及滤波器电路4。升压斩波电路2是调整来自太阳能电池1的输入电压Vi的斩波电路。在第1实施方式中,升压斩波电路2通过高频开关来对输入电压Vi进行经常升压。在第1实施方式中,升压斩波电路2构成直流-直流变换电路。逆变电路3将升压斩波电路2的输出电压Vd变换为交流。在第1实施方式中,逆变电路3构成直流-交流变换电路。滤波器电路4除去逆变电路3所输出的交流电的高频分量,并输出给配电系统10(以及负载)。控制构件120A使用用于驱动升压斩波电路2的门信号G1来控制升压斩波电路2所进行的升压动作。另外,控制构件120A使用用于驱动逆变电路3的门信号(未图示)来控制逆变电路3的动作。另外,设逆变电路3所涉及的控制构件120A的构成使用已有的电路构成,下面说明升压斩波电路2所涉及的控制构件120A的构成。(2)主电路接下来参照图1,来说明主电路110A。在升压斩波电路2的前级连接有电流检测器DCT。电流检测器DCT检测斩波输入电流Ii。另外,下面,所谓前级意味着太阳能电池1侧,所谓后级意味着配电系统10侧。升压斩波电路2具有:输入级电容器C1、电感器L1、开关元件Q1、二极管D1以及中间级电容器C2。在第1实施方式中,作为开关元件Q1例示了绝缘栅双极型晶体管(IGBT),但也可以是功率MOSxa0FET等。输入级电容器C1是用于平滑来自太阳能电池1的输入电压Vi的电容器。开关元件Q1按照来自控制构件120A的门信号G1,通过进行高频开关动作来对输入电压Vi进行升压,通过控制构件120A对门信号G1的脉冲宽度进行调制(PWM控制),来控制斩波输入电流Ii以及电感器L1的电流波形。中间级电容器C2是用于除去包含在输出电压Vd中的高频分量的电容器。在升压斩波电路2的后级连接有电压检测器T。电压检测器PT检测输出电压Vd。逆变电路具有全桥连接的开关元件Q2、开关元件Q3、开关元件Q4以及开关元件Q5。在第1实施方式中,作为开关元件Q2~开关元件Q5例示了IGBT,但也可以是功率MOSxa0FET等。在开关元件Q2~开关元件Q5中,分别逆并联连接有二极管。在各个开关元件Q2~开关元件Q5中,按照来自控制构件120A的门信号(未图示)来进行高频开关动作。在逆变电路3的后级连接有滤波器电路4。滤波器电路4除去包含在逆变电路3的输出中的高频分量后将其输出。滤波器电路4具有电感器L2以及电容器C3。(3)控制构件接下来,参照图1来说明主电路120A。控制构件120A具有:误差运算器21、输出电压控制器22、低通滤波器23a、误差运算器31、输入电流控制器32以及PWM比较器33。在第1实施方式中,电压检测器PT、误差运算器21、输出电压控制器22以及低通滤波器23a构成用于控制输出电压Vd的第1控制电路。另外,在第1实施方式中,电流检测器DCT、误差运算器31、输入电流控制器32以及PWM比较器33构成用于控制斩波输入电流Ii的第2控制电路。第1控制电路为了使输出电压VD成为输出电压Vd的目标值即输出电压目标值Vr,生成斩波输入电流Ii的目标值即电流目标值Ir。具体地,电压检测器PT检测输出电压Vd。误差运算器21表示由电压检测器PT检测出的输出电压Vd和输出电压目标值Vr的误差的误差信号。输出电压目标值Vr通过省略了图示的目标值发生器而产生(参照图2(a))。低通滤波器23a设于输出电压控制器22的输入侧,用于除去误差运算器21输出的误差信号中所包含的脉动分量。在第1实施方式中,低通滤波器23a相当于脉动除去电路。由于输出电压Vd包含具有配电系统10的频率的2倍频率的脉动分量(参照图2(a)),因此,低通滤波器23a构成为除去与该频率对应的脉动分量。输出电压控制器22根据由低通滤波器23a除去了脉动分量的误差信号来生成电流目标值Ir。输出电压控制器22例如构成为PID控制器。第2控制电路控制升压斩波电路2来使斩波输入电流Ii成为电流目标值Ir。具体地,电流检测器DCT检测斩波输入电流Ii。误差运算器31生成表示由电流检测器DCT检测出的斩波输入电流Ii、和由输出电压控制器22生成的电流目标值Ir之间的误差的误差信号。输入电流控制器32根据该误差信号生成斩波操作量MV。输入电流控制器32例如构成为PID控制器。斩波操作量MV是用于操作门信号G1的占空比的信号(参照图2(c))。PWM比较器33通过基准三角波TRI和斩波操作量MV的比较来产生门信号G1。基准三角波TRI通过省略了图示的三角波发生器来产生。(4)作用、效果如以上说明那样,在第1实施方式中,通过将第1控制电路的输出设为第2控制电路的目标值(电流目标值Ir)的级联控制,来一起进行斩波输入电流Ii以及输出电压Vd的各自的控制。在此,由于第1控制电路的低通滤波器23a除去包含在升压斩波电路2的输出电压Vd中的脉动分量,因此,第2控制电路的目标值(电流目标值Ir)成为几乎不含脉动分量的直流电平(参照图2(b))。通过第2控制电路根据这样的直流电平来控制升压斩波电路2,作为控制对象的斩波输入电流Ii也成为几乎不含脉动分量的直流电平(参照图2(d)。由此,包含在升压斩波电路2的斩波输入电流Ii中的脉动分量几乎完全被抑制,斩波输入电流Ii的峰值被充分抑制,能削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。在第1实施方式中,通过由设在输出电压控制器22的输入侧的低通滤波器23a进行的数字信号处理,能进行低通过滤处理,特别适于软件的处理。[第1实施方式的变形例1]图3是包含第1实施方式的变形例1所涉及的电力并网装置100B的电力并网系统的构成图。如图3所示,在本变形例中,在输出电压控制器22的输出侧设置低通滤波器23b。低通滤波器23b具有与第1实施方式所涉及的低通滤波器23a相同的滤波特性。低通滤波器23b除去包含在输出电压控制器22所生成的电流目标值Ir中的脉动分量。在本变形例中,低通滤波器23b相当于脉动除去电路。误差运算器31生成表示由电流检测器DCT检测出的斩波输入电流Ii、和由低通滤波器23b除去了脉动分量的电流目标值Ir之间的误差的误差信号。关于其它的构成,都与上述第1实施方式相同。根据本变形例,由于能获得除去了包含在升压斩波电路2的输出电压Vd中的脉动分量的电流目标值Ir,因此,第2控制电路的目标值(电流目标值Ir)成为几乎不含脉动分量的直流电平,斩波输入电流Ii也成为几乎不含脉动分量的直流电平。由此,包含在斩波输入电流Ii中的脉动分量几乎完全被抑制,斩波输入电流Ii的峰值被充分抑制,从而能充分削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。另外,在本变形例中,也能通过由低通滤波器23a进行的数字信号处理来进行低通过滤处理,适于软件的处理。[第1实施方式的变形例2]图4是包含第1实施方式的变形例2所涉及的电力并网装置100C的电力并网系统的构成图。如图4所示,在本变形例中,在电压检测器PT和误差运算器21之间设置低通滤波器23c。低通滤波器23c具有与第1实施方式所涉及的低通滤波器23a相同的滤波特性。低通滤波器23c设于误差运算器21c的输入侧,除去包含在来自电压检测器PT的检测值(输出电压Vd)中的脉动分量。在本变形例中,低通滤波器23c相当于脉动除去电路。误差运算器21生成表示由低通滤波器23c除去了脉动分量的检测值(输出电压Vd)、和输出电压目标值Vr之间的误差的误差信号。输出电压控制器22根据该误差信号生成电流目标值Ir。关于其它的构成都与第1实施方式相同。根据本变形例,由于能获得除去了包含在升压斩波电路2的输出电压Vd中的脉动分量的电流目标值Ir,因此,第2控制电路的目标值(电流目标值Ir)成为几乎不含脉动分量的直流电平,斩波输入电流Ii也成为几乎不含脉动分量的直流电平。由此,包含在斩波输入电流Ii中的脉动分量几乎完全被抑制,斩波输入电流Ii的峰值被充分抑制,从而能充分削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。另外,在本变形例中,也能通过由低通滤波器23a进行的数字信号处理,来进行低通过滤处理,适于软件的处理。[第2实施方式]在第2实施方式中,对使电压检测器PT具备低通滤波器的功能的构成进行说明。图5是包含第2实施方式所涉及的电力并网装置100D的电力并网系统的构成图。如图5所示,第2实施方式所涉及的电压检测器PT′在升压斩波电路2的后级,连接在正侧线路L1和负侧线路L2之间。电压检测器PT′所输出的检测值是已经除去了包含在输出电压Vd中的脉动分量的值。图6是电压检测器PT′的电路构成图。如图6所示,电压检测器PT′具有串联连接于正侧线路L1和负侧线路L2之间的2个电阻R1以及电阻R2、连接于在电阻R1以及电阻R1之间的连接点和负侧线路L2之间的电容器C4。通过电阻R1以及电阻R2而引起的分压能获得输出电压Vd的检测值。在此,通过电阻R1以及电容器C4构成低通滤波器23d。由于输出电压Vd包含具有配电系统10的频率的2倍频率,因此,低通滤波器23d构成为除去与该频率对应的脉动分量。在第2实施方式中,低通滤波器23d相当于脉动除去电路。误差运算器21生成表示来自电压检测器PT′的检测值、和输出电压目标值Vr之间的误差的误差信号。输出电压控制器22根据该误差信号来生成电流目标值Ir。误差运算器31生成表示由电流检测器DCT检测出的斩波输入电流Ii、和由输出电压控制器22生成的电流目标值Ir之间的误差的误差信号。输入电流控制器32根据该误差信号来生成斩波操作量MV。PWM比较器33通过基准三角波TRI和斩波操作量MV的比较来产生门信号G1。如以上说明那样,根据第2实施方式,由于能使电压检测器PT作为脉动除去电路发挥功能,因此不需要另外再设置脉动除去电路。另外,在电压检测器PT内设置脉动除去电路的构成特别适于硬件的处理。[第3实施方式]图7是包含第3实施方式所涉及的电力并网装置100E的电力并网系统的构成图。在第3实施方式中,在主电路110E中,电流检测器DCT的连接位置与第1实施方式不同。电流检测器DCT连接于电感器L1的前级。控制构件120E与第1实施方式相同地构成。电流检测器DCT检测电感器输入电流IL。误差运算器31生成表示由电流检测器DCT检测出的电感器输入电流IL、和电流目标值Ir之间的误差的误差信号。输入电流控制器32根据该误差信号来生成斩波操作量MV。PWM比较器33通过基准三角波TRI和斩波操作量MV的比较来产生门信号G1。与第1实施方式相同,由于低通滤波器23a除去了包含在升压斩波电路2的输出电压Vd中的脉动分量,因此电流目标值Ir成为几乎不含脉动分量的直流电平。通过根据这样的直流电平来控制升压斩波电路2,作为控制对象的电感器输入电流IL也成为几乎不含脉动分量的直流电平。由此,几乎完全抑制了包含在电感器输入电流IL中的脉动分量,充分抑制了电感器输入电流IL的峰值,从而能充分削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。[第4实施方式]图8是包含第4实施方式所涉及的电力并网装置100F的电力并网系统的构成图。如图8所示,主电路110F以及控制构件120F的构成与第1实施方式相同,但在设置MPPT控制电路130这一点上与第1实施方式不同。在第4实施方式中,主电路110F、控制构件120F以及MPPT控制电路130构成电力变换装置。MPPT控制电路130根据斩波输入电流Ii和输入电压Vi,来进行使分散电源在最合适动作点动作的最大功率点跟踪(Maximumxa0Powerxa0Pointxa0Tracking:MPPT)控制。图9是用于说明MPPT控制的图。通常,在太阳能电池1中存在能获得最大发电功率的最合适动作点。太阳能发电用功率调节器(powerxa0conditioner)(电力并网装置)动态地进行控制,以使得即使有日照变动等,太阳能电池1也能总是在该最合适动作点动作。在MPPT控制中,存在:使动作点前后移动,从而来检索太阳能电池1的发电功率成为最大的点的“爬山算法”;检测发电功率曲线的倾斜的零的“dP/dV法”;使得跟踪瞬间发电功率的脉动的“瞬间最大功率追踪法”等方法,使用任意的方法来检测太阳能电池1的输出电流以及输出电流(即输入电压Vi以及斩波输入电流Ii),由此,决定最合适动作点。因此,抑制输入电流脉动也会抑制输入电压脉动,还能提高检测出它们而动作的MPPT控制电路130精度和响应性、稳定性。因此,根据第4实施方式,由于能根据几乎完全抑制了脉动分量的斩波输入电流Ii来进行MPPT控制,因此能提高MPPT控制的精度和响应性、稳定性。另外,在第4实施方式中,说明了在第1实施方式所涉及的电力并网装置100A中应用MPPT控制电路130的一例进行了说明,但也可以在第1实施方式的变形例1、2、第2实施方式、第3实施方式中应用MPPT控制电路130。[第5实施方式]下面,说明第5实施方式。在下面,主要说明与第1实施方式的差异。具体地,在第1实施方式中,作为分散电源例示了太阳能电池1来进行说明。与此相对,在第5实施方式中,作为分散电源例示了蓄电池来进行说明。图10是包含第5实施方式所涉及的电力并网装置100G的电力并网系统的构成图。如图10所示,电力并网装置100G取代太阳能电池1而具有蓄电池1G,取代升压斩波电路2而具有斩波电路2G。另外,电力并网装置100G具有开关组7。进而,电力并网装置100G中,作为电压检测器PT而具有电压检测器PT₁以及电压检测器PT₂。在此,蓄电池1G能积蓄电能(充电)。即,蓄电池1G具有将从配电系统10提供的电能进行积蓄(充电)的功能。另外,蓄电池1G能释放电能。即,蓄电池1G具有将蓄电池1G中积蓄的电能提供给配电系统10的功能。另外,在下面,将放出电能的控制称作放电控制。另外将积蓄电能的控制称作蓄电控制。斩波电路2G调整来自蓄电池1G的输入电压Vi,或调整向蓄电池1G的输入电压Vi。在第5实施方式中,在放电控制中,斩波电路2G通过来自蓄电池1G的输入电压Vi的高频开关动作来将输入电压Vi升压。另一方面在蓄电控制中,斩波电路2G通过输入电压Vi的高频开关动作来将向蓄电池1G的输入电压Vi降压。在第5实施方式中,斩波电路2G除了开关元件Q1以外,还具有开关元件Q6。开关元件Q1在放电控制中控制斩波电路2G。开关元件Q6在蓄电控制中控制斩波电路2G。另外,在第5实施方式中,开关元件Q1以及开关元件Q6通过IGBT而构成。开关组7是由用于切换蓄电控制以及放电控制的开关(开关SW₁~开关SW₃)而构成。开关元件SW₁在放电控制中将开关元件Q6的栅极与GND(0V)连接(图10中的“B”)。另一方面,开关元件SW₁在蓄电控制中,将开关元件Q1的栅极与GND(0V)连接(图10的“A”)。开关SW₂在放电控制中,将开关元件Q1的栅极与PWM比较器33的输出连接(图10的:“B”)。即,斩波电路2G在放电控制中,通过输入到开关元件Q1的栅极的门信号G1而被控制。另一方面,开关SW₂在蓄电控制中,将开关元件Q6的栅极与PWM比较器33的输出连接(图10的:“A”)。即,斩波电路2G在蓄电控制中,通过输入到开关元件Q6的栅极的门信号G1而被控制。开关SW₃在放电控制中,将电压检测器PT₂的输出与误差运算器21连接(图10的“B”)。另一方面,开关SW₃在蓄电控制中,将电压检测器PT₁的输出与误差运算器21连接(图10的“A”)。电压检测器PT₁在蓄电控制中检测斩波电路2G的输出电压Vb。另一方面,电压检测器PT₂在放电控制中检测斩波电路2G的输出电压Vd。另外,开关SW₁~SW₃既可以是硬件的开关,也可以是软件性的开关。在此,在第1实施方式说明的第1控制电路在放电控制中,按照输出电压Vd成为输出电压目标值Vr的方式来输出电流目标值Ir。在第1实施方式说明的第2控制电路在放电控制中,按照斩波输入电流Ii成为电流目标值Ir的方式来控制斩波电路2G。另一方面,在第1实施方式说明的第1控制电路在蓄电控制中,按照输出电压Vb成为输出电压目标值Vr的方式来输出电流目标值Ir。在第1实施方式说明的第2控制电路在放电控制中,按照斩波输入电流-Ii成为电流目标值Ir的方式来控制斩波电路2G。另外,如在第1实施方式说明的低通滤波器23a那样,除去脉动分量的脉动除去电路也可以设于输出电压控制器22的输入侧。或者,如在第1实施方式的变形例1说明的低通滤波器23b那样,脉动除去电路也可以设于输出电压控制器22的输出侧。或者,如在第1实施方式的变形例2说明的低通滤波器23c那样,脉动除去电路也可以设于误差运算器21的输入侧。或者,如在第2实施方式说明的电压检测器PT′那样,脉动除去电路也可以设于电压检测器PT(电压检测器PT₁以及电压检测器PT₂)。另外,电流检测器DCT也可以如第3实施方式所示那样,连接于电感器L1的前级。在此,在第5实施方式中,电力并网装置100G也可以在误差运算器21的输出侧具有限制器23G。限制器23G限制电流目标值Ir,以防止电流目标值Ir从规定范围偏出。由此,在蓄电控制中,从斩波电路2G向蓄电池1G的输出(充电电压以及充电电流)不会偏出规定范围。即,充电电压成为恒定,能以恒电压来进行蓄电池1G的蓄电。同样地,充电电流成为恒定,能以恒电流来进行蓄电池1G的蓄电。(作用以及效果)根据第5实施方式,在放电控制以及蓄电控制这2个控制中,几乎完全抑制了包含在斩波输入电流Ii中的脉动分量,充分抑制了斩波输入电流Ii的峰值,从而能削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。[第6实施方式]在下面,说明第6实施方式。在下面,主要说明与第5实施方式的差异。具体地,在第5实施方式中,电力并网装置与配电系统10连接。与此相对,在第6实施方式中,电力并网装置与负载连接。另外,负载是家电制品、电动汽车等。图11是包含第6实施方式所涉及的电力并网装置100H的电力并网系统的构成图。如图11所示,电力并网装置100H与负载200连接。另外,在电力并网装置100H中,与电力并网装置100G相比,省略了蓄电控制所需要的构成(例如电压检测器PT₂、开关组7等)。(作用以及效果)根据第6实施方式,在蓄电池1H作为自立型独立电源发挥功能的情况下,几乎完全抑制了包含在斩波输入电流Ii中的脉动分量,充分抑制了斩波输入电流Ii的峰值,从而能充分地削减电感器L1以及开关元件Q1的各自的负担和损失。[其它的实施方式]如上所述,虽然本发明通过实施方式来记载,但不应理解为构成该公开的一部分的论述以及附图限定本发明。对于本领域技术人员而言,能根据该公开明了各种的代替实施方式、实施例以及运用技术。另外,在上述的实施方式中,例示了太阳能电池1作为分散电源,但并不限于太阳能电池1,也可以使用燃料电池等作为分散电源。另外,上述的实施方式所涉及的主电路110A~主电路110F只是一例,也可以取代升压斩波电路2来使用例如被高频绝缘的DC-DC变换器。另外,逆变电路3也可以不是单相的电力并网逆变器,而是例如三相的电力并网逆变器或电动机逆变器。进而,在分散电源的电压比配电系统的电压高的情形中,也可以取代升压斩波电路2而使用降压变换器。如此,本发明应当理解为包含未记载的各种的实施方式等。因此,本发明根据该公开,仅通过妥当的权利要求的范围的发明特定事项来限定。另外,日本国特许申请第2010-013101号(2010年1月25日申请)的全部内容通过参照而引入到本申请的说明书中。产业上的利用可能性根据本发明,能提高一种电力变换装置、电力并网装置以及电力并网系统,充分削减了直流-直流变换电路中的器件的负担和损失,能谋求电力变换装置整体的高效率化、小型化以及低成本化。